在高頻電路設(shè)計中，可以采用多種不同的傳輸線技術(shù)來進行信號的傳輸，如常見的同軸線、微帶線、帶狀線和波導(dǎo)等。而對于PCB平面電路，微帶線、帶狀線、共面波導(dǎo)（CPW），及介質(zhì)集成波導(dǎo)（SIW）等是常用的傳輸線技術(shù)。但由于這幾種PCB平面?zhèn)鬏斁€的結(jié)構(gòu)不同，導(dǎo)致其在信號傳輸時的場分布也各不相同，從而在PCB材料選擇、設(shè)計和應(yīng)用，特別是毫米波電路時表現(xiàn)出不同的電路性能。本文將以毫米波下通用的PCB平面?zhèn)鬏斁€技術(shù)展開，討論電路材料、設(shè)計等對毫米波電路性能的影響，以及如何優(yōu)化。

1.常用傳輸線技術(shù)

微帶線是最為常用且結(jié)構(gòu)最簡單的傳輸線技術(shù)而被廣泛使用。它僅僅依靠上層銅箔形成的信號線路、中間層介質(zhì)和下層銅箔形成接地平面即可構(gòu)成。結(jié)構(gòu)非常簡單且易于加工，性價比高，并能夠滿足不同結(jié)構(gòu)的表面安裝要求，如圖1所示。接地共面波導(dǎo)（GCPW）結(jié)構(gòu)與微帶線相似，但在上層銅箔導(dǎo)體的兩側(cè)有接地平面，且通過金屬過孔將上層和底層地平面相連。帶狀線的結(jié)構(gòu)與微帶線或共面波導(dǎo)線均不同，它的信號導(dǎo)體位于中間層，而上、下兩層是接地平面而中間填充介質(zhì)，幾乎可以看作是扁平的同軸線結(jié)構(gòu)。

如圖1中場力線分布，微帶線與GCPW的信號傳播方向上并不存在場分量。但由于這兩種傳輸線的電、磁場并不完全分分布于電介質(zhì)中，有少部分場力線位于空氣中；導(dǎo)致信號在電介質(zhì)中與空氣中傳輸?shù)腡EM波的相速不同，其分界面并不能完全實現(xiàn)相位匹配。因此這兩種傳輸線模式是準TEM波模式。而帶狀線的場力線上下對稱分布于中間層介質(zhì)中，因此帶狀線的傳輸模式是TEM波模式。

圖1 微帶線，接地共面波導(dǎo)及帶狀線結(jié)構(gòu)與場分布

SIW (Substrate integrated waveguide) 是近年來討論較多，介于微帶與介質(zhì)填充波導(dǎo)之間的一種新型傳輸線。SIW兼顧傳統(tǒng)波導(dǎo)和微帶傳輸線的優(yōu)點，可實現(xiàn)高性能微波/毫米波的平面電路。其結(jié)構(gòu)如圖2所示，SIW由上下兩層金屬、左右兩排金屬通孔、以及中間填充的介質(zhì)構(gòu)成。其將傳統(tǒng)波導(dǎo)結(jié)構(gòu)集成在介質(zhì)基片中，實際上是一種介質(zhì)填充的波導(dǎo)結(jié)構(gòu)。SIW 中的電磁波被限制在上下金屬層和兩排金屬孔之間的區(qū)域傳播。由于電流的分布情況，在SIW中只能傳播TEn0波而不能傳播TM 或TEmn(n≠0)波，與矩形波導(dǎo)相似，SIW 傳輸?shù)闹髂Ｊ荰E10模。

圖2 SIW的結(jié)構(gòu)與場分布

幾種PCB平面?zhèn)鬏斁€技術(shù)有各自的優(yōu)點和缺點。例如SIW傳輸線，它具有如可應(yīng)用于超高頻段、輻射低、損耗低等優(yōu)點，但由于其設(shè)計難度大、加工困難、不易與其他元件集成等缺點，使其相對于其他幾種傳輸線來說并不被廣泛應(yīng)用。

2. 輻射損耗

對于PCB傳輸線電路，插入損耗主要包括介質(zhì)損耗、導(dǎo)體損耗、輻射損耗和泄露損耗幾個部分，是各種損耗成分的總和。泄漏損耗通常是由于信號與地之間形成了泄漏電流而導(dǎo)致的能量的損失。由于高頻PCB材料具有較大的體電阻，泄露損耗很小，一般可以忽略。電路的導(dǎo)體損耗是傳輸線上信號路徑的能量損失，是由導(dǎo)體自身的阻抗引起。介質(zhì)損耗則是由構(gòu)成電路的電路材料的耗散因子所決定，選擇相對較小的損耗因子材料有利于電路總的插入損耗的減小。

對于中低頻段電路，電路的插入損耗主要由導(dǎo)體損耗和介質(zhì)損耗有決定。而隨著電路所應(yīng)用的頻率的不斷升高，信號波長變短，特別是在毫米波頻段，傳輸線的非閉合結(jié)構(gòu)，以及傳輸線的橫截面積與線寬等保持不變而使電路的輻射損耗就變得不可忽略。微帶傳輸線盡管相對于上述其他三種在毫米波頻段更容易產(chǎn)生輻射損耗和雜散模，但由于微帶線具有的加工容易、設(shè)計簡單、物理尺寸小、易于集成等諸多優(yōu)點使得其仍然用于毫米波電路。那么在毫米波頻段使用微帶線時需要如何進行優(yōu)化設(shè)計呢？

下面以Rogers公司的MWI軟件來模擬計算同種材料不同厚度的50Ω微帶線各部分損耗情況，來討論毫米波頻段下微帶線損耗的優(yōu)化設(shè)計，如圖3所示。分別選取了10mil和30mil的兩種厚度設(shè)計的50Ω微帶線。從圖中可以看到，當頻率較低時，電路的輻射損耗幾乎可以忽略不計，這時電路總的損耗主要由導(dǎo)體損耗和介質(zhì)損耗所決定，基于10mil厚度的電路因?qū)w線路窄具有高的導(dǎo)體損耗而導(dǎo)致總的損耗偏高。當頻率升高時，相比10mil厚度的電路，可以看到基于30mil厚度的電路的輻射損耗顯著且迅速增加，從而導(dǎo)致電路總的損耗值較大。這一變化說明對于毫米波電路應(yīng)用，較厚的微帶線路的輻射損耗占電路總損耗的較大部分。選擇厚度較薄的電路材料，可以降低輻射損耗從而減小電路的插損。

圖3 同種材料不同厚度下微帶線的損耗

電路材料厚度的降低對輻射損耗的減小，也可以看作是減小了電路中寄生雜散模式的產(chǎn)生。電路中所傳輸?shù)男盘柾鄠€頻率分量。由微波電路理論知道，當電路的厚度或?qū)挾却笥趥鬏斝盘柕?/8波長時，電路將產(chǎn)生雜散模。如圖4所示，當使用的電路材料較厚，設(shè)計同一阻抗如50Ω線路也會較寬，如果這一厚度或?qū)挾扰c所傳輸信號中的波長相比擬時，電路的性能就將被惡化。以16.6mil RO4350BTM材料設(shè)計的50Ω微帶線為例，此時微帶線的寬度是36mil。這一寬度對應(yīng)的1/4波長的頻率是46.5GHz，而對應(yīng)的1/8波長的頻率是23.8GHz。因此這一電路在高頻段如46.5GHz時性能較差，而在小于23.8GHz時的波動較小、性能較好。

圖4 電路的波長與雜散模

GCPW也是毫米波頻段常用的傳輸線技術(shù)，具有較小的輻射損耗，其輻射損耗及電路總損耗也具有與微帶線相類似的特性。電路的總損耗由于頻率的升高而變大，特別是在毫米波頻段電路損耗值的大小對于電路性能尤為重要。選用較薄的電路材料可以降低微帶傳輸線在毫米波頻段應(yīng)用中的寄生雜散模和輻射損耗。較低的介質(zhì)損耗材料，較光滑的材料銅箔可降低電路總的損耗值，進一步優(yōu)化電路在毫米波頻段下的性能。高介電常數(shù)會減小電路線寬，降低雜散模式的產(chǎn)生，但更窄的線寬使加工難度增加、一致性降低，容易增大批次間的波動。

3.信號饋入的優(yōu)化

毫米波頻段傳輸線的良好線路設(shè)計和選材可使電路的性能得到優(yōu)化，但要實現(xiàn)更好的性能，傳輸線的信號饋入設(shè)計也是非常重要的一個方面。信號饋入設(shè)計屬于電路匹配設(shè)計的范疇，良好的饋入設(shè)計可使信號能量無損耗和無反射的流入電路中，進一步提升的電路性能。

3.1 微帶線的信號饋入

微帶線和GCPW的信號導(dǎo)體均在電路表層，它們的信號饋入示意圖如圖5所示。當連接器的中心導(dǎo)體PIN與信號導(dǎo)體完全連接時，增加了信號饋入點出的電容性。由傳輸線理論可以知道，微帶線的特性阻抗與電路的感抗成正相關(guān)，與容抗呈反相關(guān)。電路中電容性的增加會使線路的阻抗降低，而電容性的減?。姼行栽黾樱咕€路的阻抗增加。當饋入點處呈現(xiàn)較大的電容性時，可以通過減小饋入點處線路面積來減小電容，使其滿足50Ω的完全匹配；同樣，當饋入點處呈現(xiàn)電感時，通過增大饋入點處的面積來增大電容。梯形線或漸變線是常用的增大或減小電容的方式，GCPW的信號饋入也可以相同方式優(yōu)化。

圖5 微帶線/GCPW信號饋入示意圖

選取了Rogers的熱固性材料為例，制作電路進行性能對比的實驗，如圖6所示。左圖是沒有進行優(yōu)化之前的電路，其饋入點處阻抗遠大于50Ω，呈現(xiàn)較大的電感性而處于失配狀態(tài)；此時電路的帶寬窄，回波損耗在6.8GHz處已達到-15dB；電路的插入損耗值也從6.8GHz開始出現(xiàn)較大的波動。而右圖是采用漸變線進行優(yōu)化后的電路，其饋入點處的阻抗基本與50Ω相接近。此時電路的帶寬拓展至30GHz附近，而且其插入損耗也基本保持穩(wěn)定。因此正確處理電路饋入點電感性或電容性的設(shè)計，可以使微帶電路的性能得到了優(yōu)化。

圖6 微帶線信號饋入優(yōu)化對比

3.2 GCPW的優(yōu)化設(shè)計

GCPW的信號饋入的優(yōu)化設(shè)計與微帶線基本相同。但由于GCPW的結(jié)構(gòu)與微帶線結(jié)構(gòu)不同，GCPW兩側(cè)地平面過孔位置對其性能也存在顯著影響。選取Rogers的RO4350BTM材料設(shè)計不同GCPW傳輸線，如圖7所示。電路均采用相同的信號饋入設(shè)計，不同之處在于接地過孔的位置與間隔。從實際電路的測試看到，三個不同電路饋入點阻抗測試基本一致，具有較好的饋入點設(shè)計。可以看到#3電路具有很好的插入損耗特性和回波特性，電路帶寬能夠達到40GHz以上。而對于#1號電路，由于接地過孔位置與線路相隔較遠，延長了信號回路路徑，使在信號回路中產(chǎn)生了寄生的電感或電容，從而導(dǎo)致性能惡化，電路帶寬只有約30GHz。而#2號電路的接地過孔位置相同，但減少了過孔的數(shù)量，導(dǎo)致兩個相鄰過孔之間并沒有形成良好的電壁而產(chǎn)生強反射；#2號電路的回波損耗和插入損耗帶寬僅有約13GHz。因此GCPW的接地過孔設(shè)計也是影響其性能的關(guān)鍵因素。通常，過孔的位置應(yīng)盡量靠近線路，過孔的間距不得大于最高工作頻率的1/4波長。

圖7不同接地過孔位置的GCPW性能比較

3.3 帶狀線的信號饋入和優(yōu)化

帶狀線的信號饋入設(shè)計與微帶線和GCPW有所不同。因線路不在電路的表層，所以并不能使用表貼式而需要使用PIN針式連接器進行連接。如圖8所示，信號的饋入需要通過PTH過孔來完成。其過孔的設(shè)計需要考慮過孔大小、孔內(nèi)銅厚、焊盤大小，孔與接地面之間的間距、以及過孔長度等參數(shù)的帶來的影響。實驗證明，增加過孔的大小、銅厚、焊盤大小以及過孔長度均使過孔的電容性增加；而過孔與接地面之間間距增加將會減小過孔的電容性，增加電感性。帶狀線的信號饋入連接器通過PIN針連接過孔的內(nèi)壁，可以看著是過孔導(dǎo)體厚度增加，導(dǎo)致了過孔的電容性變大。在設(shè)計和加工中，可以通過背鉆來移除部分過孔內(nèi)部導(dǎo)體孔壁或增加接地間距的方式，達到減小電容性的目的。

圖8 帶狀線信號饋入示意圖

選取7.3mil RO4350B LoproTM材料與8mil RO4450FTM半固化片制作了50Ω帶狀線電路，并設(shè)計不同的信號饋入過孔來評估不同設(shè)計對電路性能的影響。比較兩個測試電路，它們具有相同的孔壁銅厚和孔與地接地間隔，而電路2比電路1有更大的過孔直徑和焊盤。為減小過孔的電容性，通過背鉆，移除了電路2中多余過孔長度，使電路2比電路1能更好的與50Ω形成良好匹配，如圖9所示。對兩個電路進行回波和插入損耗的測試得到，電路2就具有更寬帶的回波損耗和穩(wěn)定的插入損耗值。其中，電路1的帶寬僅有約12GHz，而電路2的帶寬能達到22GHz。按此思路，進一步對信號饋入過孔完善，可提高電路的工作帶寬而應(yīng)用于更高頻率的毫米波電路中。

圖9 不同饋入信號過孔設(shè)計的帶狀線性能比較

4. 總結(jié)

綜上所述，為使應(yīng)用于高頻毫米波頻段的PCB平面?zhèn)鬏斁€技術(shù)達到最優(yōu)的電路性能，需要考慮PCB選材和設(shè)計等多個影響因素。在電路設(shè)計前的選材時，為控制電路色散或高次模的產(chǎn)生需要考慮較薄的PCB材料；為降低介質(zhì)損耗，應(yīng)選取較低的材料介質(zhì)損耗；為降低導(dǎo)體損耗，應(yīng)使用較光滑的銅箔等材料從而得到較好的電路傳輸性能。較窄的導(dǎo)體線寬容易增大加工難度、降低一致性，而不應(yīng)選用高介電常數(shù)材料。在電路設(shè)計過程中，合理選擇不同的傳輸線技術(shù)，以及良好的信號饋入設(shè)計可降低信號能量損失，減小信號反射，達到良好的饋入點匹配，從而進一步提升傳輸線電路在毫米波頻段下的性能。